控压型DC-DC变换器电流环路补偿设计

2．2 电流采样原理与方法

传统电流采样方法是在开关管的电流通路上串接检测电阻，这样不仅降低了DC-DC转换器的效率，而且对于传统工艺来说，制作这样的小电阻也很困难。为了弥补这些不足，本文在SENSEFET采样方法的基础上，加入了简洁的V／I变换电路，从而形成了一种结构简单且精度较高的采样电路，其电路主体如图l中的采样电路所示。其中MM为POWER FET，其宽长比设计的非常大，可以减小其导通阻抗(本电路的典型值为150 mΩ)；Ms为SENSE FET；检测电阻RSEN可利用工作在线性区MOS管的导通阻抗特性，使其宽长比与Ms相同，因此，导通阻抗与Ms的相等，记为RSEN。为了减小采样损耗，一般必须使(W／L)MM<<(W／L)Ms。

设(W／L)Ms：(W／L)MM=n(n的取值一般不低于100)，开关管电流为IM，则有：



采样电压VSEN经过简洁实用的V／I转换电路后，可将其转换成所需要的采样电流信号ISEN，然后与斜坡电流信号大电流电感ISLOPE在R∑进行叠加，就可得到所需的电压V∑。

3 改进型电路设计

3．1 斜坡产生电路

图3所示是一种改进型斜坡产生电路，图中，MP5、MP6为匹配的差分对管：Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2)，为负载管，它们的发射极面积相等，为Q3的两倍。负载管Q1、Q2采用三极管，可在高匹配性的同时大大减小噪声影响。在Q2的集电极与基极之间加一个射极输出的晶体管Q4，可以减小Q2和Q3基极电流对ID(MP6)的分流；而在Q2和Q3的基极与地之间加电阻R4，则可用来提高Q4的β。Vc为片内振荡器充放电电容上的锯齿波电压，Vc的变化范围为V1-V2。其中V2和V1分别为振荡器充放电的高、低设定电压值。



此电路主要任务是将电容上的锯齿波电压转换成所需要的斜坡电流。

3．2电流采样电路

图4所示为本系统中的电流采样电路。该电流采样电路由三部分组成：采样电路、缓冲级电路和电压／电流(V／I)转换电路。其中采样电路采样得到反映电感电流的电压VSEN后，可经过优化处理的缓冲级电路进行电平平移，从而得到VSEN’，以避免采样电压受到后级电路的影响，即：




最后，VSEN’经过V／I转换电路，就可以转换成所需要的电流信号ISEN，以便和ISLOPE进行叠加。

因为图4中的Q1和Q2匹配，偏置相同，所以Q1和Q2的发射极电压近似相等，即：V2≈V3，因而可为v∑提供一个合适的直流电平。

4 仿真结果

采用0．6μm BCD工艺时，可对设计的电路进行仿真验证。仿真条件为供电电压VIN=5 V，输出电压VOUT=13 V，负载电流为500 mA。由仿真条件可知，占空比D>50％，但必须引入斜坡补偿以保证电流环路的稳定。

图5所示是整体电路在典型情况下(D>50％)，加入斜坡补偿的仿真波形。其中，图5(a)是电感实际的电流波形。其电感电流峰值为Iinductor_PEAK=1．796 A；图5(b)是采样得到的电感电流波形，其采样电感电流峰值为Isensc_PEAK=10．505μA。



由于设计中的典型值R2=R3=10 kΩ，RDS(MM)=150 mΩ，RDS(MS)=15 Ω，n=100，故其电流采样系数α为：7．5x10-6，采样精度为77．9％。

图5(c)是斜坡补偿电路产生的斜坡电流波形，实测的补偿斜坡的斜率为5．487 A／s，时钟CLK为1．2 MHz，占空比为85．7％，T1=685．563 ns。由于本设计中的典型值为：

V1=0．4 V，V2=1 V，R=65 kΩ。

故可得其补偿斜坡的斜率为：m=6．732 A／s共模电感器。

因此可知，本设计的补偿斜贴片电感坡已经达到较高精度(81．5％)，可以满足设计要求；

图5(d)是电感电流采样值与补偿斜坡的合成波形。可以看出，其斜坡补偿的加入有效的抑制了亚谐波振荡。

5 结束语

本文针对峰值电流模式DC-DC转换器固有的不稳定性，设计了斜坡补偿电路。采用固定斜率补偿技术，虽然在小占空比条件下会减弱电流模式PWM控制的优点，但其电路结构简单，容易调节，可降低设计难度，同时针对一般的便携式设备，完全可以满足应用要求；而电流采样电路使用SENSE FET，同时结合缓冲级和V／I转换电路，可在采样精度得到提高的同时减小损耗。因此，本设计中的两个V／I转换电路可以较好地移植到其它DC-DC变换器电路中。平面变压器厂家 | 平面电感厂家

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