开关电源的基本工作原理
由此可知,调整串联式开关电源滤波输出电压Uo的大小,实际上就是同时调整流过滤波电感L和控制开关K占空比D的大小。
由图1-4可以看出:当控制开关K的占空比D小于0.5时,流过滤波电感L的电流iL出现不连续,输出电流Io小于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一,滤波输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P将显著增大。因此,串联式开关电源最好不要工作于图1-4的电流不电感器厂家连续状态,而最好工作于图1-3和图1-5表示的临界连续电流和连续电流状态。
串联式开关电源工作于临界连续电流状态,输出电压Uo等于输入电压Ui的二分之一,等于滤波输入电压uo的平均值Ua;且输出电流Io也等于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一。
串联式开关电源工作于连续电流状态,输出电压Uo大于输入电压Ui的二分之一,大于滤波输入电压uo的平均值Ua;且输出电流Io也大于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一。
串联式开关电源储能滤波电容的计算
我们同样从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手,对储能滤波电容C的充、放电过程进行分析,然后再对储能滤波电容C的数值进行计算。
图1-6是串联式开关电源工作于临界连续电流状态时,串联式开关电源电路中各点电压和电流的波形。图1-6中,Ui为电源的输入电压,uo为控制开关K的输出电压,Uo为电源滤波输出电压,iL为流过储能滤波电感电流,Io为流过负载的电流。图1-6-a)是控制开关K输出电压的波形;图1-6-b)是储能滤波电容C的充、放电曲线图;图1-6-c功率电感)是流过储能滤波电感电流iL的波形。当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时,控制开关K的占空比D等于0.5,流过负载的电流Io等于流过储能滤波电感最大电流iLm的二分之一。
在Ton期间,控制开关K接通,输入电压Ui通过控制开关K输出电压uo ,在输出电压uo作用下,流过储能滤波电感L的电流开始增大。当作用时间t大于二分之一Ton的时候,流过储能滤波电感L的电流iL开始大于流过负载的电流Io ,所以流过贴片电感储能滤波电感L的电流iL有一部分开始对储能滤波电容C进行充电,储能滤波电容C两端电压开始上升。
当作用时间t等于Ton的时候,流过储能滤波电感L的电流iL为最大,但电感器和电容器储能滤波电容C的两端电压并没有达到最大值,此时,储能滤波电容C的两端电压还在继续上升,因为,流过储能滤波电感L的电流iL还大于流过负载的电流Io ;当作用时间t等于二分之一Toff的时候,流过储能滤波电感L的电流iL正好等于负载电流Io,储能滤波电容C的两端电压达到最大值,电容停止充电,并开始从充电转为放电。
可以证明,储能滤波电容进行充电时,电容两端电压是按正弦曲线的速率变化,而储能滤波电容进行放电时,电容两端电压是按指数曲线的速率变化,这一点后面还要详细说明,请参考后面图1-23、图1-24、图1-25的详细分析。
图1-6中,电容两端的充放电曲线是有意把它的曲率放大了的,实际上它们的变化曲率并没有那么大。因为储能滤波电感L和储能滤波电容构成的时间常数相对于控制开关的接通或关断时间来说非常大(正弦曲线的周期:T = ),即:由储差模电感器能滤波电感L和储能滤波电容组成谐振回路的谐振频率,相对于开关电源的工作频率来说,非常低,而电容两端的充放电曲线变化范围只相当于正弦曲线零点几度的变化范围,因此,电容两端的充、放电曲线基本上可以看成是直线,这相当于用曲率的平均值取代曲线曲率。同理,图1-3、图1-4、图1-5中储能滤波电容C的两端电压都可以看成是按直线变化的电压,或称为电压或电流差模电感锯齿波。
实际应用中,一般都是利用平均值的概念来计算储能滤波电容C的数值。值得注意的是:滤波电容C进行充、放电的电流ic的平均值Ia正好等于流过负载的电流Io,因为,在D等于0.5的情况下,电容充、放电的时间相等,只要电容两端电压的平均值不变,其充、放电的电流必然相等,并等于流过负载的电流Io。
滤波电容C的计算方法如下:
由图1-6可以看出,在控制开关的占空比D等于0.5的情况下,电容器充、放电的电荷和充、放电的时间,以及正、负电压纹波值均应该相等,并且电容器充电流的平均值也正好等于流过负载的电流。因此,电容器充时,电容器存储的电荷ΔQ为:平面变压器厂家 | 平面电感厂家
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