一种改进型零电压开关PWM三电平直流变换器的研究
加入输出饱和电感和续流二极管后，改变了滞后臂的换流过程，励磁电感将参与谐振换流。根据饱和电感的特性，在超前臂Q1和Q4在换流过程中与传统的ZVS三电平类似，此时饱和电感由于电流大，处于饱和低阻导通状态；滞后臂模压电感器Q2和Q3换流时，初级电流降到励磁电流，输出整流二极管电流趋近于零，饱和电感很快退出饱和，呈现高阻断状态，输出电流全部流过续流二极管Ds，变压器转化为纯电感状态，从而启动励磁电感参与滞后臂的串联谐振。由于等效的谐振电感大大增加，在初级电流近似不变的条件下，根据式（1），滞后臂会有足够能量吸收寄生电荷，实现宽范围ZVS。同时在加入饱和电感后，由于滞后臂有励磁电感参与谐振，谐振条件与负载关系不大，所以在设计原边谐振电感时可以尽量减小该电感，这样，根据文献[2]对占空比丢失的讨论，可以减小副边占空比丢失。
饱和电感的特性相当于磁开关，在电流小于Ic时，饱和电感不饱和，电感量很大，磁关断输出整流二极管，这样有效地阻挡了由输出二极管产生的反向恢复电流，从而减小了由二极管寄生电容和变压器输出漏感引起的电压振荡，同时减小电压尖峰。
3 饱和电感的设计
本文讨论的是VITROPERM 6050Z钴基非晶磁芯，它的磁导率为2000～3000，具有非常低的磁芯损耗和非常高的矩形比，当电流在接近零时具有非常大的电感量。这个很大的电感量可以有效地阻挡由二极管产生的反向恢复电流。该磁芯在比较小的电流条件下就可以进入饱和。
饱和电感的磁滞回线如图2所示，其工作过程如下：到达工作点1时（电流导通），磁芯处于饱和状态，具有非常低的电感量。当电流关断时，工作点到达剩磁点2。二极管的反向恢复绕行电感器效应使得电流向小于零的方向减小，这时，由于钴基非晶有非常高的磁导率，因此它的电感量很大，有效地抑制了二极管的尖峰电流，实现了二极管的软恢复。由于高电感值，阻止了磁芯工作在工作点3，而留在反向剩磁点4，然后被磁化开始下一个循环。
图2 磁滞回线
一般来讲，饱和电感的磁通必须满足式（2）。
φ·Sa≥π·trr·Vr·Io
(2)
式中：Sa为磁芯截面积；
J为铜线电流密度；
Fcu为铜线填充系数，对于绕线磁芯电感，取Fcu=0.3～0.4;对于铜线径磁芯电感，取Fcu=1；
trr为输出二极管反向恢复时间；
Vr为输出二极管反向电压；
Io为输出电流。
所以具绕行电感器有中等线电流密度(2A/mm2)的铜线径磁芯电感，式（2）可以简化为
φ·Sa≥1.5·trr·Vr·Io (3)
饱和电感的线径dcu为
dcu=
mm (4)
所以，绕线圈数N为
N≥π·trr·Vr/φ (5)
4 峰值电流控制的稳定性分析
4．1 峰值电流控制原理
峰值电流型控制是20世纪80年代出现的新控制模式，它具有动态性能好；输出精度高；增益带宽大；瞬间限流保护等特点。目前许多移相控制ZVS多采用此控制系统。当然移相三电平ZVS也不例外。
如图3所示，系统将代表开关管瞬态电流动态信号VL与一个固定开关频率、幅值很小的锯齿波信号Vm手机电感器相模压电感器叠加（锯齿波是斜率补偿，下面将会讨论），然后再与参考电压信号Ve进行比较，共同决定导通桥臂的移相角α。这样组成了一个电压外环，峰值电流内环的电流型控制系统。4个开关管的占空比D是固定保持在约50％的，只是导通桥臂移相角α决定了变压器能量转换的伏秒值，它是既与参考电压成正比，又与开关管的瞬间电流峰值相关，这样保证了开关管的瞬间电流峰值跟随参考电压的变化。该控制模式具有与移相控制结合的能力，并实现瞬间限流调整，可以对开关器件进行动态保护，同时也可以自动保持高频功率变压器的动态平衡。
[DCDC]关于DCDC隔离变压器绕制的问题用于DCDC变换器的小功率变压器，输入两个绕组，输出两个绕组，所有绕组全部绕在环形磁环上，匝数比为8:8:9:9. 想询问以下几个简单问题： 1、对于绕制导线的材质有好坏之分吗？ 2、绕组的等效电感偏大点好，还是偏小好？ 3、绕组的等效电阻偏大好，还是偏小好？ 4、绕制导线时规整些好，还是随意绕制都可以？ 5、有
哪位大侠有历年APEC的论文集吗哪位大大有历年APEC的论文集吗，如果有能否发分享一下~
120分的谢谢了~
这个要求太高了吧
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关于 热转印手工制版 的问题最近在学习STM32，画了一个利用STM32F103（48脚）实现相关功能的PCB，遇到了一些困惑：1.手工制版要求的最小线间距是0.20mm，而很明显芯片引脚的间距小于0.20mm，这个会有影响吗？
2.手工