应用于手持设备的无线调制解调器电源

当主机VHH (正常3.3V)电源通过连接器给C1充电时IC2接收到电源，IC2最低工作电插件电感器压可保证正确上电工作，即使VHH在其范围的下限(低于正常值的10%)。内部15μs延时使得VHH在/PG输出变为低电平之前达到稳定(在V+端)，同时通知主机此时能够通过EN线使能调制解调器电路。/PG低电平(虚地)使得双电阻分压器接地，可用于检测电池和升压调节器的电压。

当VHH连接时，IC2在/PG变低时将/ONB拉低，IC1开始关闭通过L1的能量，提高VBOOST电压至约3.7V (通过R3/R4的反馈)。最初LDO关断，在VBOOST实现调节时打开，当LDO输出高于2.3V (应该是在3.3V，因为VHH已通过R2给C2充电) IC1进入跟踪模式。跟踪模式是IC1的一项特殊功能，能够迫使VBOOST电压高于LDO电压300mV，可通过连接IC1的OUT和TRACK引脚设置该功能。300mV的余量充许LDO保持稳定，即使在最大输出电流下也能保证所要求的PSRR。因为跟踪模式下电压被强制在所要求的最小值，LDO消耗电池的能量最少。

当IC1的FBLDO引脚为内部基准源电压(通常1.23V)时LDO处于调节状态。FBLDO电压由通过R5的电流产生，该电流正比于通过R2的电流。因而，IC2具有传输函数VOUT = gm(VSENSE)R5，其中VOUT为R5上的电压，VSENSE为RS+端与RS-端之间(R2)的电压，gm = 10-2 mho。当LDO调节时，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因而VSENSE = VFBLDO/(gm*R5).

使用关系式VLDO = VHH + VSENSE替换上式中的VSENSE，

VLDO = VHH + VFBLDO/(gm*R5).

将图1所示电路中的数值代入，

LDO = VHH + 1.23/(10-2*104) = VHH + 12.3mV.

设置R5为10kΩ使得检测电压为12.3mV。根据上式，可以选择R2对从LDO到VHH的电流量编程。例如，R2 = 1kΩ，R2上电流约为12μA。

使用IC2 (高端检流放大器)的目的是使用低值高功率、精确的检流电阻精确测量高端电流。该应用在使用10%精度低功率检流电阻(例如1/16W表贴的电阻)中 并不常见。我们不关心从LDO到VHH的电流的准确大小。我们只关心这个电流尽量小。

使用广州电感厂高阻值(1kΩ)检流电阻的好处之一便是在 VLDO短路或者过载情况下仅通过R2从主机吸收大约3.3mA电流，这并不足于让系统崩溃。R2值不必为1kΩ;IC2吸收电流约为800mA，所以设置 R2 = 12mV/800μA = 15W，允许LDO节点(不是主机)为IC2供电。

在另一个可选的配置中，IC2的V+节点可直接连接到LDO而不是VHH。IC2从LDO得到电源，除了在上电期间，此时电源从VHH到R2给LDO供电。这种方案要求PA和调制解调器硬件关断，对LDO呈现高阻特性，使得R2上没有降电压，同样R2的值必须足够小以保证在正常工作(3V)时V+节点具有最小电压。如果 VHH = 3.6V或者更高，R2电感厂家必须小于375Ωp。这个值保证了IC2在工作电流0.8mA时在VHH范围的下限(3.6V - 10%)不超过0.3V的压降。

肖特基二极管(D2，D3)与R2并联，在RS+与RS-之间过压时保护IC2。D2、D3引入小量的漏电流，不会影响电路的工作。与R5并联的电容使LDO反馈节点的高频噪声对地旁路，这样保证VLDO电压光滑平稳。前面提到，IC1包括一个具有不定输入和输出的比较器。在这个电路中，比较器监测备用电池电压，当剩余电量接近于能够保持通信连路工作差模电感器的临界值时向主机报警。

注意到图1中的电路除了适合上述以外的情况外，还适应各种条件。它与其它通信总线兼容，适合用于无线调制解调器与手持设备的交互。例如，包括板卡总线和目前非常流行的通用串行总线(USB)。该电路也接受高达5V的主供电电压。为了获得更大的效率，在一些应用中可将PA直接连接到VBOOST而不是VLDO。这样，VBOOST不需要跟踪VLDO；可以通过单独调整反馈电阻的大小来分别控制这两个电压。

IC1在1.1V时启动，在低至0.7V电压时仍可工作，所以，即使在要求更低RF输出功率电平的升压应用中使用两节镍氢备用电池仍是可接受的。最终IC1是作为一个在重载下具有300kHz开关频率的低噪声PWM调节器。如果需要的话，可以通过将其频率与外部200kHz至400kHz频率的信号源同步(使用CLK/SEL线)来控制波形的谐波分量。在轻载条件中，辐射与传导能量相对较低，可以迫使IC1 (也是使用CLK/SEL线)进入脉冲频率调制(PFM)模式，此模式提供最高的效率以及最长的电池寿命。

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