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单端数字音频放大器设计中的考虑要素
发布时间：2017-01-08 09:47:47 来源：大电流电感厂家 查看： 次
数字放大器的最大优势之一就是具有设计复用数字数据通路的灵活性。由于信号在经由扬声器再现原音之前一直处于数字域，因而在信号路由方面有很大灵活性。此外，这种灵活性还应用于实时或生产线中的填料选择或固件改变。单端工作(single-endedoperation)是数字放大器的一种常规工作方式。本文将讨论单端设计基本原理以及相关的工程权衡。
数字放大器一般具有两级架构，即在脉一体电感器宽调制(PWM)处理器后接一个功率级(powerstage)，如图1所示。逻辑级PWM处理器接收的音频数据通常是IIS格式的。它执行音频处理并将脉冲码调制(PCM)数据转换为PWM数据。通过IIC总线控制PWM处理器，执行音量变化、音调控制或均衡等其它音频处理功能。许多PWM处理器还有另一个关键特性，即改变信号路由的能力(甚至可实时进行电感器的符号)。这种能力使设计人员可以灵活实现PCB布线，或使用户有能力将内容发送至不同扬声器。功率级接收3.3VPWM信号，然后将其转换为更高电压，并通过MOSFETH桥及二阶LC滤波器送至扬声器。
包含MOSFETH桥的功率级如图1所示。在这里，MOSFET用作开关将+V电压以正/负两个极向接到扬声器。对于将扬声器接在两个MOSFET半桥间的大多数立体声功率级而言，桥接负载(BTL)是常规架构。单端是指每个MOSFET半桥驱动一个扬声器。SE模式的声道数比BTL模式多一倍，但对给定的输出负载来说，每声道功率降低约25%。在SE模式，当PWM信号为“高”时，+V电压正向加至扬声器；当PWM信号为“低”时，扬声器接地。
单端数字放大器的工作原理如图2所示，与线性音频放大器的单端工作相比没有太大差别。其主要区别在于，重构的滤波器(二阶LC滤波器)从PWM信号中滤出高频成分，保留基带音频信号。由于扬声器阻抗具有较大的电感成分，这相当于使一个高DC电压经过一个电感，并使电流以线性方式增加到一个很大的值，因而可能对扬声器造成损坏。
图1：具有H桥功率级的数字放大器数据通路。
图2：带DC阻断电容架构的单端数字放大器。
为此，可将一个大电容(DC阻断电容)放置在放大器和扬声器之间以滤除DC成分。不过该电容同时也会对较低音频成分造成衰减，并生成一个大约1/(2RspC)的3dB点，其中Rsp是扬声器的阻抗。为使更高的频带通过扬声器，可采用大电容器，但是这要以成本和PCB面积作为代价。
在先前讨论的单端架构中，音频信号以地为参考点。换言之，扬声器的一端接地。实现DC阻断的另一种方式是采用分割电容(split-cap)架构，其中音频信号以PVDD/2为参考点，见图3。从AC的角度看，当Csm=Cb/2时，图2和图3没有区别。如果插入电容，Cs的等效串联电阻(ESR)是Cb的两倍，而音频和热性能没有变化。
图3：带分割电容架构的单端数字放大器。
与阻断电容架构相比，分割模式架构的最大优点是增加了电源纹波抑制比(PSRR)。图4显示的是TI的T电感厂家AS5086/5142评估模块(EVM)实际测量的PSRR。在该EVM中，TAS5142的功率级是单端架构。
图4：TAS5086/5142EVM的单端PSRR性能。
SE分割模式架构需要解决另两个设计问题。如先前提到的，重构滤波器后面的音频信号有值为PVDD/2的DC成分。若Cs是理想的，则(Cs和Cb)都将被充电至PVDD/2，且没有DC成分通过扬声器。但是由于两个电容都不理想且都有容差，所以DC电压不会等于PVDD/2。因此，当音频信号最初被加至扬声器时，将有DC电压流经扬声器，所以在上电时会听到噼啪的噪声。由于分割电容以时间常数为RC的固定时长充电，所以会产生另一个相关问题。只要MOSFET不在分割电容完成充完之前切换，就不会引发这些问题。但实际上这样做很困难，因而会产生长的噼啪噪音。
有一种方案可解决上述两个问题，即能将电压快速充至PVDD/2的半桥功率工字电感级，例如TAS5186A。该方案具有50%的占空比，DC电压输出是PVDD/2，且分割电容可被快速、准确地充电。另一个快速充电分割电容的方法是利用运放。在没有专用半桥时，采用运放是一电感器厂家平面变压器厂家 | 平面电感厂家
数字放大器一般具有两级架构，即在脉一体电感器宽调制(PWM)处理器后接一个功率级(powerstage)，如图1所示。逻辑级PWM处理器接收的音频数据通常是IIS格式的。它执行音频处理并将脉冲码调制(PCM)数据转换为PWM数据。通过IIC总线控制PWM处理器，执行音量变化、音调控制或均衡等其它音频处理功能。许多PWM处理器还有另一个关键特性，即改变信号路由的能力(甚至可实时进行电感器的符号)。这种能力使设计人员可以灵活实现PCB布线，或使用户有能力将内容发送至不同扬声器。功率级接收3.3VPWM信号，然后将其转换为更高电压，并通过MOSFETH桥及二阶LC滤波器送至扬声器。
包含MOSFETH桥的功率级如图1所示。在这里，MOSFET用作开关将+V电压以正/负两个极向接到扬声器。对于将扬声器接在两个MOSFET半桥间的大多数立体声功率级而言，桥接负载(BTL)是常规架构。单端是指每个MOSFET半桥驱动一个扬声器。SE模式的声道数比BTL模式多一倍，但对给定的输出负载来说，每声道功率降低约25%。在SE模式，当PWM信号为“高”时，+V电压正向加至扬声器；当PWM信号为“低”时，扬声器接地。
单端数字放大器的工作原理如图2所示，与线性音频放大器的单端工作相比没有太大差别。其主要区别在于，重构的滤波器(二阶LC滤波器)从PWM信号中滤出高频成分，保留基带音频信号。由于扬声器阻抗具有较大的电感成分，这相当于使一个高DC电压经过一个电感，并使电流以线性方式增加到一个很大的值，因而可能对扬声器造成损坏。
图1：具有H桥功率级的数字放大器数据通路。
图2：带DC阻断电容架构的单端数字放大器。
为此，可将一个大电容(DC阻断电容)放置在放大器和扬声器之间以滤除DC成分。不过该电容同时也会对较低音频成分造成衰减，并生成一个大约1/(2RspC)的3dB点，其中Rsp是扬声器的阻抗。为使更高的频带通过扬声器，可采用大电容器，但是这要以成本和PCB面积作为代价。
在先前讨论的单端架构中，音频信号以地为参考点。换言之，扬声器的一端接地。实现DC阻断的另一种方式是采用分割电容(split-cap)架构，其中音频信号以PVDD/2为参考点，见图3。从AC的角度看，当Csm=Cb/2时，图2和图3没有区别。如果插入电容，Cs的等效串联电阻(ESR)是Cb的两倍，而音频和热性能没有变化。
图3：带分割电容架构的单端数字放大器。
与阻断电容架构相比，分割模式架构的最大优点是增加了电源纹波抑制比(PSRR)。图4显示的是TI的T电感厂家AS5086/5142评估模块(EVM)实际测量的PSRR。在该EVM中，TAS5142的功率级是单端架构。
图4：TAS5086/5142EVM的单端PSRR性能。
SE分割模式架构需要解决另两个设计问题。如先前提到的，重构滤波器后面的音频信号有值为PVDD/2的DC成分。若Cs是理想的，则(Cs和Cb)都将被充电至PVDD/2，且没有DC成分通过扬声器。但是由于两个电容都不理想且都有容差，所以DC电压不会等于PVDD/2。因此，当音频信号最初被加至扬声器时，将有DC电压流经扬声器，所以在上电时会听到噼啪的噪声。由于分割电容以时间常数为RC的固定时长充电，所以会产生另一个相关问题。只要MOSFET不在分割电容完成充完之前切换，就不会引发这些问题。但实际上这样做很困难，因而会产生长的噼啪噪音。
有一种方案可解决上述两个问题，即能将电压快速充至PVDD/2的半桥功率工字电感级，例如TAS5186A。该方案具有50%的占空比，DC电压输出是PVDD/2，且分割电容可被快速、准确地充电。另一个快速充电分割电容的方法是利用运放。在没有专用半桥时，采用运放是一电感器厂家平面变压器厂家 | 平面电感厂家
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