输入整流滤波器及钳位保护电路的设计
设交流电压u的最小值为umin。u经过桥式整流和CI滤波，在u=umin情况下的输入电压波形如图2所示。该图是在Po=POM，f=50Hz、整流桥的导通时间tC=3ms、η=80％的情况下绘出的。由图可见，在直流高压的最小值UImin上还叠加一个幅度为UR的一次侧脉动电压，这是CI在充放电过程中形成的。欲获得CI的准确值，可按下式进行计算：
举例说明，在宽范围电压输入时，umin=85V。取UImin=90V，f=50Hz，tC=3ms，假定Po=30W，η=80％，一并带入(3)式中求出CI=84．2μF，比例系数CI／PO=84．2μF／30W=2．8μF／W，这恰好在(2～3)μF／W允许的范围之内。
3 漏极钳位保护电路的设计
对反激式开关电源而言，每当功率开关管(MOSFET)由导通变成截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感(即漏磁产生的自感)而形成的，它与直流高压UI和感应电压UOR叠什么是电感器加在MOSFET的漏极上，很容易损坏MOSFET。为此，必须在增加漏极钳位保护电路，对尖峰电压进大功率电感行钳位或者吸收。
1)漏极上各电压参数的电位分布
下面分析输入直流电压的最大值UIm扁平型电感ax、一次绕组的感应电压UOR、钳位电压UB与UBM、最大漏极电压UDmax、漏一源击穿电压U(BR)DS这6个电压参数的电位分布情况，使读者能有一个定量的概念。对于TOPSwitch—XX系列单片开关电源，其功率开关管的漏一源击穿电压U(BR)DS≥700V，现取下限值700V。感应电压UOR=135V(典型值)。本来钳位二极管的钳位电压UB只需取135V，即可将叠加在UOR上由漏感造成的尖峰电压吸收掉，实际却不然。手册中给出UB参数值仅表示工作在常温、小电流情况下的数值。实际上钳位二极管(即瞬态电压抑制器TVS)还具有正向温度系数，它在高温、大电流条件下的钳位电压UBM要远高于UB。实验表明，二者存在下述关系：
这表明UBM大约比UB高40％。为防止钳位二极管对一次侧感应电压UOR也起到钳位作用，所选用的TVS钳位电压应按下式计算：
此外，还须考虑与钳位二极管相串联的阻塞二极管VD的影响。VD一般采用快恢复或超快恢复二极管，其特征是反向恢复时间(trr)很短。但是VDl在从反向截止到正向导通过程中还存在着正向恢复时间(tfr)，还需留出20V的电压余量。
考虑上述因素之后，计算TOPSwitch一 最大漏一源极电压的经验公式应为：
TOPSwitch—XX系列单片开关电源在230V交流固定输入时，MOSFET的漏极上各电压参数的电位分布如图3所示，占空比D≈26％。此时u=230V±35V，即umax=265V，UImax=umax≈375V，UOR=135V，UB=1．5 UOR≈200V，UBM=1．4UB=280V，UDmax=675V，最后再留出25V的电压余量，因此U(BR)DS=700V。实际上U(BR)DS也具有正向温度系数，当环境温度升高时U(BR)DS也会升高，上述设计就为芯片耐压值提供了额外的裕量。
2)漏极钳位保护电路的设计
漏极钳位保护电路主要有以下4种设计方案(电路参见图4)：
(1)利用瞬态电压抑制器TVS(P6KE200)和阻塞二极管(超陕恢复二极管UF4005)组塑封电感成的TVS、VD型钳位电路，如(a)图所示。图中的Np、NS和NB分别代表一次绕组、二次绕组和偏置绕组。但也有的开关电源用反馈绕组NF来代替偏置绕组NB。
(2)利用阻容吸收元件和阻塞二极管组成的R、C、VD型钳位电路，如(b)图所示。
(3)由阻容吸收元件、TVS和阻塞二极管构成的R、C、TVS、VD型钳位电路，如(c)图所示。
(4)由稳压管(VDZ)、阻容吸收元件和阻塞二极管(快恢复二极管FRD)构成的VDz、R、C、VD型钳位电路，如(d)图所示。
上述方案中以(c)的保护效果最佳，它能共模电感充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态高能量脉冲之优点，并且还增加了RC吸收回路。鉴于压敏电阻器(VSR)的标称击穿电压值(U1nA)离散性较大，响应速度也比TVS慢很多，在开关电源中一般不用它构成漏极钳位保护电路。平面变压器厂家 | 平面电感厂家
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