AD834用于直流至500MHz应用：均方根-直流转换、电压控制放大器和视频开关
图9显示了计算方法。425 mV电压源为"IBRC",即AD834的稳定电流8.5 mA乘以负载电阻RC,此处设置为50Ω.当满量程输出电流为+4 mA时，图9(a)中的200 mV电源为"IWRC"发生器。由此计算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.
接下来计算W2处的电压。由于理想运算放大器的输入电流为零，W2上无负载，电压为V2乘以125/(125 + 50)的衰减比，即4.125 V.由于理想运算放大器的输入电压为零，W1处于相同电压下，因此现在可以计算出一体成型电感器上部50 电阻中的电流为(5.375-4.125)/50 mA,即25 mA.同样，运算放大器输入端基本上无电流，因此25 mA全部流入125 的反馈电阻，从而在两端产生3.125 V的压降。最后，用W1处的电压(4.125 V)减去此压降，计算出贴片电感输出为+1 V.
注意此时的结果有些出乎意料：尽管20 mA的电流流入负载，25 mA的较大电流却流入反馈电阻!这一异常事件状态是由于将比例因子减小至预期值所需的反馈电阻具有极低值，并且AD834输出端所需的相对较大电压确保了输出W1和W2的正确偏置。因此，即使负载仅需20 mA的源电流，仍需要在下拉电阻RP内提供至少5 mA,以偏置AD5539内的输出发射极-跟随器。当模压电感器AD834的输出电流反向时情况变得更严重，因为现在需要在50 负载中提供20 mA吸电流，而且反馈电阻两端的电压更高了。
这一情况如图9(b)所示。计算过程与前述相同，我们发现，反馈电阻内的电流现为39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的负载电流，并在反馈路径内另外提供大贴片电感约40 mA,同时两端电压为5 V.这要求RP = 83 Ω。实际上，该值应略低一些，以防止压摆率限制下降时间。另外，反馈电阻将从125Ω升至133Ω ,以在上述大负载条件下补偿AD5539的有限增益。如果求50Ω 负载、70Ω下拉电阻和约150Ω有效反馈电阻的并电感生产厂家联和，放大器上的实际负载仅为24 !
AD5539在大于5的未补偿增益下性能稳定，此电路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10 Ω网络通过放弃足够的开环增益执行补偿，以便在驱动50Ω负载时实现稳定的性能。对于更高的阻抗负载，可能需要减少10Ω补偿电阻。
图9. 用于计算下拉电阻值的等效电路
节点W1和W2之间是电平转换网络，平均电压约为+4 V,连接至接近地电压的AD5539输入端。采用所示值，运算放大器输入设置为稍低于地电压(约-460 mV)。该网络将低频开环增益减半，当AD5539输入端存在失调电压时这对直流精度有一些影响。如果输出失调较为重要，应插入与3.74 k 电阻串联的500 电位器，并且将滚动条设置为-6 V.
接着将X和Y输入设置为零，调节零输出。
另外请注意，AD834上的"内部"引脚X1和Y2应接地，以便将高频馈通降至最低;通过切换W1和W2校正X输入端的最终反相。
图10显示当输入脉冲施加于X输入以及Y输入设置为+1 V时的脉冲响应，指示6 ms的上升时间。
图10. 直流至60 MHz电压控制放大器的脉冲响应
图11显示的是针对+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y输入从HP8753B网络分析仪上截取的一组频率响应。0 V情况下，调节Y输入以将输入失调归零。请注意，高频馈通小于满量程的-65 dB (f < 3 MHz)。
图11. 直流至60 MHz电压控制放大器的频率响应
使用有源电平转换的直流至480 MHz电压控制放大器。
图12(a)显示了使用PNP晶体管作为共基级或共源共栅电路的有源电平转换器。此处，通过三个理想电流源模拟AD834,两个用于8.5 mA偏置电流，一个用于±4 mA差分信号电流。晶体管基极连接到+ 5V,无信号时，发射极电位保持5.7 V在电阻R1和R2两端产生3.3 V的电压。图12(b)显示的是一个等效电路。
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