移相全桥DC/DC变换器动态建模研究

摘要：利用状态空间平均法分析了ZVSPWMDC/DC变换器主电路并利用状态平均方程对其建立了动态模型，进行了仿真研究。仿真结果证明本方法和研究结果具有一定应用价值。

关键词：移相全桥DC/DC变换器；建模；状态空间平均法

图1FBZVSPWMDC/DC变换器主电路

图2典型的Buck电路

1引言

移相全桥零电压开关电路是一种适用于大功率开关电源的软开关电路电感器生产厂家。它具有电路结构简单，易于实现恒频控制，易于高频化，不需辅助电路，铁磁元件容量小，变压器的漏感和开关器件的寄生电容可以纳入谐振电路，谐振软开关器件应力小，开关损耗小等优点。近年来，移相全桥ZVSPWMDC/DC变换主电路在DC/DC变换中应用十分普遍。因此，将移相全桥ZVSPWMDC/DC变换主电路精确建模就显得十分必要。

建立移相全桥ZVSPWMDC/DC变换主电路的小信号模型的方法很多。本文介绍一种基于状态平均方程的小信号状态空间建模方法。

2小信号模型的建立

移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器主电路拓扑结构如图1所示（图中LLK为输出变压器的漏感）。

移相全桥DC/DC变换电路由Buck电路变化而来，故先分析在变换器的输出电流连续的情况下，基本Buck电路的原理并列写Buck电路的平均状态功率电感方程[1]。

典型的Buck电路图如图2所示。

此电路有两种工作状态。即开关S导通状态和开关S关断状态。两种工作状态下的等值电路分别示于图3（a）和图3（b）。

平均状态方程的列写实际上就是将开关器件等效成电路的一个具有增益特性的器件来列写方程。增

(a)导通状态(b)关断状态

图3Buck电路的两种工作状态

益特性决定于开关在一个周期内的导通时间，导通时间越长，增益越大，最大值为1[3]。结合以上两种开关状态，根据状态空间平均法，有=＋Vs（1）

式中：Vc=Vo，塑封电感Vo为输出电压，Vc为电容C上的电压；

Vs为输入电感器作用直流电压；

D为占空比；

iL为电感L上的电流；

n为变压器副边匝数与原边匝数的比值。式（1）为基本Buck电路的状态平均方程。式（1）中，对各变量施加扰动，令各扰动量分别为对应Vs、D、iL、Vo、Vc的扰动分量。注意到各变量对D施加扰动程度是不同的。下面分别讨论各变量的扰动对D的影响。移相全桥ZVSPWMDC/DC变换主电路与Buck电路不同之处是它存在占空比损失问题，由于移相全桥ZVSPWMDC/DC变换主电路变压器漏感LLK和变压器副边整流二极管的影响，从S1,S4(或S2,S3)导通到副边电压升到nVs需要一段时间，这就是占空比损失现象。在电路模型中反映出来的是（为有效占空比扰动）的扰动源问题。由于占空比损失，模型中的变压器的变比为1：Deff,，而不是Buck电路中的1：D。

移相全桥ZVSPWMDC/DC变换主电路波形分析如图4所示[2]。

图4中，vab，iab是图1电路中a，b两点之间的电压和电流。

移相全桥ZVSPWMDC/DC变换主电路的电压增益可表示为

Vo/Vs=DeffNs/Np=nDeff（2）

式中：Vo为输出电压稳态值；

Ns为变压器副边匝数；

Np为变压器原边匝数。

设ΔD为损失的占空比，则

D=Deff＋ΔD（3）

图4中，当t=t4时，原边电流瞬时值

i3=n(IL－Δi/2)

式中：IL为电感电流平均值；

Δi=i1－i3。

当t=t6时原边电流瞬时值

i2=n[IL＋Δi/2－(1－D)VoT/2L]

式中：T为开关周期。

负载电流i0=V0/R。

根据变换器波形图，可以得出ΔD=(i3＋i2)/（4）

Deff=D－ΔD=D－×[2IL－Vo(1－D)T/2L]（5）

从式（5）可以看出，有效占空比Deff和许多因素有关，不仅跟自身的占空比变化有关，也跟输出电感的电流IL，输入电压Vs有关。由于IL和负载电流i0有必然联系，一体电感所以，i0、Vs、D稍有扰动，有效占空比都会产生相应的扰动。假设以上三个扰动量分别为，在Deff上产生相应的扰动分别为、，则（6）平面变压器厂家 | 平面电感厂家

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